<br />Električna vozila i obnovljiva energija - Početna<br /> Električna vozila i obnovljiva energija

 
 FAQFAQ   PretražnikPretražnik   ČlanstvoČlanstvo   Korisničke grupeKorisničke grupe   RegistracijaRegistracija 
 ProfilProfil   Privatne porukePrivatne poruke   LoginLogin 

SMPS flyback 500W crkava
Idite na Prethodna  1, 2, 3  Sljedeća
 
Započnite novu temu   Odgovorite na temu    
Električna vozila i obnovljiva energija - Početna
-> Elektronika
Prethodna tema :: Sljedeća tema  
Autor/ica Poruka
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 13.7.2017. čet. 21:56    Naslov: Citirajte i odgovorite

Pero , racunao sam bas s onim programom transformator i poprilicno je velika razlika naspram one ruske verzije koju sam ja koristio .
Ima tu dosta toga za nauciti ako nisi nikad radio tako snazne smps pa je mozda tu toliko razlika u proracunu , ono sto ne vidim na ovom tvom programu koji si preporucio je koliki rascjep na jezgri treba da bude , na koji to nacin onda racunas ?
Na ruskoj verziji programa imam mnogo vise parametara za unjeti ali mi prema njima da onda koliko bi i zracni rascjep trebao da bude , pa ako moze kratko pojasnjenje sta je sta :

Reflected voltage ?
Break down voltage ?
Voltage spike on the switch ?

To su u pravili 3 najbitnija parametra pokraj podataka o jezgri te A po mm2 o kojima mi ovisi broj namota s tim ruskim programom a radi se o sljedecem programu : http://320volt.com/en/smps-donusturucu-bobin-transformator-hesaplama/

Zadnji sto sam dobio s njim je sljedece :

(http://imgur.com/a/yFdV3) posto ne prikazuje sliku evo i link .
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 15.7.2017. sub. 19:27    Naslov: Citirajte i odgovorite

Pero , ovo je proracun s tim programom sto si ga preporucio .


A ovo je proracun s ruskim programom u 2 verzije :




Kao sto vidis sad kada sam postavio podatke poput onih na prvom programu izracun je poprilicno slican , s time da ovaj drugi program ima i izracun komponenti za snubber , i pik struja je naravno veca nego na prvom programu .

Ono sto mene sad zanima jeste , ako idem sa samo 1 nF kao snubber kondenzator tada mi voltage spike raste i do 450V , to nebi smjelo da predstavlja problem u rad ili bi , posto sam nasao da se max probojni napon racuna max. V supply na kondicu + voltage spike , sto bi kod mene onda bilo 350V + 450V , odnosno 800V a tranzistor ima max probojnu vrednost 900V s time da ja uvjek preferiram bar 20% da bude manje od max. , u ovom slucaju to bi trebalo da bude max. 720V .
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
riba



Pridružen/a: 27. 05. 2009.
Postovi: 4823
Lokacija: Rijeka

PostPostano: 15.7.2017. sub. 20:32    Naslov: Citirajte i odgovorite

Pa stavi mosfete od 1200V, ima sada odličnih.
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 15.7.2017. sub. 20:53    Naslov: Citirajte i odgovorite

riba , nije problem staviti FET od 1200V , problem su smetnje koje nastaju istitravanjem kod tako visokog napona , to sve onda poprilicno poskupljuje sam smps itd.

Drugi problem je onda disipacija topline na snubberu a upravo nam je cilj da bude sto manja kako bi efikasnost smps bila sto veca , i ovako se efikasnost krece oko 80% plus minus par % a jos ako nema PF korekciju onda dodjes da ustvari nemas nista .
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 18.7.2017. uto. 21:18    Naslov: Citirajte i odgovorite

Evo namotao sam danas novi trafic , ovaj put 27 namota na primaru ( 4x0.42 mm ) te 5 na sekundaru (7x1mm) te sa zracnim rascjepom od 0.65 mm na oba stupica .

Kao teret na sekundaru imam 3R otpornik 250W snage .
Muci me sto imam na sekundaru cca 14.4V pod teretom a trebalo bi da bude oko 24V , moram da pogledam gdje to zeza .
Pero , prema novom proracunu sa kondicem od 1nF na snubberu trebam imati otpornik od 7.4 k , medjutim kao kupio sam ga ali kad sam dosao kuci onda vidim da mi uvalili od 470R , Mad

Za sada koristim otpornik od 45 R u seriju s napajanjem iz mreze , za testiranje , kad budem siguran da je sve ok onda cu ici direktno , mozda zbog toga imam toliki pad napona na sekundaru ?
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
Pero



Pridružen/a: 29. 02. 2008.
Postovi: 4278
Lokacija: Rijeka

PostPostano: 21.7.2017. pet. 05:19    Naslov: Citirajte i odgovorite

grujo je napisao/la:
Evo namotao sam danas novi trafic , ovaj put 27 namota na primaru ( 4x0.42 mm ) te 5 na sekundaru (7x1mm) te sa zracnim rascjepom od 0.65 mm na oba stupica .

Kao teret na sekundaru imam 3R otpornik 250W snage .
Muci me sto imam na sekundaru cca 14.4V pod teretom a trebalo bi da bude oko 24V , moram da pogledam gdje to zeza .
Pero , prema novom proracunu sa kondicem od 1nF na snubberu trebam imati otpornik od 7.4 k , medjutim kao kupio sam ga ali kad sam dosao kuci onda vidim da mi uvalili od 470R , Mad

Za sada koristim otpornik od 45 R u seriju s napajanjem iz mreze , za testiranje , kad budem siguran da je sve ok onda cu ici direktno , mozda zbog toga imam toliki pad napona na sekundaru ?

Ako si stavija 45R u seriju, nije čudo da ti je pao napon na sekundaru jer si srušija napon na primarnoj strani na manje od 200V.
Ža mi je da se nisam prije javio, ali sam tek preksinoć došao kući a imam podosta toga po kući prvo za porješavati...
Probaj smanjiti teret, tj. stavi ~20R pa provjeri napon i duty cycle...

Ovakve ispravljače je zdravo isprobavati preko odvojnog transformatora tako da možeš uzemljiti negativnu stranu DC napona na primarnoj strani.
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 21.7.2017. pet. 13:57    Naslov: Citirajte i odgovorite

Pero , spustao sam pa mi sve izgorjelo opet i onda nazad uzmem data od te serije cipova i vidim da mi za flyback verziju treba UC3844 a ne 3842 Shocked .
Problem mi je ocito u driveru jer sam vec sve ostalo izracunavao 5 x i sa 50 nacina i stalno isti problem , UC3842 ima duty cycle do 100% a UC3844 do 50% , pri naponu od 230VAC na programu za izracun mi pokaze da duty treba biti oko 31% a ja imam malo vise od 50% .

Imas li iskustva s tim cipovima ?
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
Pero



Pridružen/a: 29. 02. 2008.
Postovi: 4278
Lokacija: Rijeka

PostPostano: 22.7.2017. sub. 05:51    Naslov: Citirajte i odgovorite

Meni se čini da imaš problema sa nedovoljnom strujom izlaza, UC 384x na PWM izlazu daje max 200mA...

Da li si radio proračun izlaznog tranzistora, tj. kolika ti je potrebna struja na gateu da ti tranzistor otvori/zatvori u dovoljno kratkom vremenu?

Za 500W napajanje ti treba barem 1A na gateu za frekvencije PWMa preko 100kHz.

Ako ti tranzistor izgara pri lakom teretu, rekao bih da imaš preveliki parazitni induktivitet ili da je snubber loše dizajniran pa ne može "pojesti" neiskorištenu energiju zavojnice (tj. onu koja nije otišla na sekundar).
Ako tranzitor izgara pri povećanom teretu - provjeri valni oblig na gateu te na drainu, problem je preveliki ton/toff.

Koliko vidim, tu je riječ o strujama do 10A na primaru zavojnice, a za takve struje tranzistor traži poveliki naboj (tj. struju) na gateu da prebaci stanje u dovoljno kratko vrijeme.

U svakom slučaju, kada je riječ o ovakvom napajanju, svakako ti treba kontroler s limitiranim duty cycle na 50%...

UC384x serija kontrolera nije dobar izbor za snage preko 10tak W zbog premale snage na izlazu (tj. struje).
SG3525 će jedva moći zadovoljiti potrebe (500mA Iout), ali isto tako ćeš teško moći napraviti 500W napajanje...

Mislim da ti treba puno bolji gate driver, tj. koji će ti moći upumpati/izvući barem 1A struje kroz gate izlaznog tranzistora.

Kratka računica:
Total gate charge ~150nC, Igmax 0.2A daje vrijeme od ~750ns.
Uz nekakvu dodatnu sigurnosnu marginu ti ispada vrijeme prebacivanja ~1us pri 720V/10A.
Pri 100kHz frekvenciji ti ispada 2*1us (ton + toff) / 10us =~20% vremena je tranzistor u tranzijentu.
Dakle, snaga disipirana na tranzistoru će ti biti 720V*10A/2*20% = ~720W.
Svakako ppreviše za tranzistor...

Bilo bi dobro dodati kakav pristojan gate driver, koji bi bio u stanju dati barem 1A struje na izlazu da bi ti tranzistor uspješno mogao raditi na 150kHz...

Moj bi bio prijedlog, ako već ne želiš ići na jači gate driver, da probaš riješiti sa SG3525 tako da koristiš oba izlaza i da limitiraš PWM na max 50% (svaki izlaz na 25%). Usput, frekvenciju PWMa smanji na pola jer će komplementarni izlazi ionako to poduplati, ali će ti tranzistori biti na 75kHz frekvenciji, gdje ćeš prepoloviti disipaciju snage pri promjeni stanja tranzistora. Isto tako ćeš i smanjiti gubitke na rdson.
Jedino ča ni dobroje da ti tu trebaju dva snubbera...
Varijanta B: dodaj bilo koji bolji low bridge gate driver, koji može dati barem 1A n izlazu...

Na kraju, nisam do sada vidija da se UC384x kontroleri koriste na frekvencijama većim od ~55kHz.
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
Pero



Pridružen/a: 29. 02. 2008.
Postovi: 4278
Lokacija: Rijeka

PostPostano: 22.7.2017. sub. 06:01    Naslov: Citirajte i odgovorite

Da dodam, prema datasheetu UC384x na izlazu može trpiti max 5uJ kapacitivnog tereta...
Po meni ispada da najmanji Rg za taj kontroler je nekih 47R za tranzistore veće snage (>50nC total gate charge)...
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 22.7.2017. sub. 13:46    Naslov: Citirajte i odgovorite

Pero gdje nadje konstantno 10A ?
Pik struja je oko 10 A , konstantno je oko 2.4 A , s time da sa UC3842 imam 90% Duty a s UC3844 bi trebao da bude oko 45% , medjutim svakako je vrlo visoka disipacija topline na FET-u .

720*2.4/2*20% = 172W sto je jako jako mnogo s ovim tvojim izracunom , medjutim kod UC3844 gdje je pwm 45% to bi trebalo biti poprilicno manje ako se ne varam ?
Kako tocno izracunavas taj postotak ?

UC3842 koliko sam vidio moze dati oko 1A max na izlazu , za UC3844 nisam jos gledao mislim da je tu negdje ako se radi o istoj seriji cipova ?

Kao drugu opciju radim na half bridge verziji sa SG3525 i IR2110 koji moze dati 2A na izlazu prema fetovima .

Ako se ne varam kada mi je duty prevelik na flyback verziji ne moze doci do praznjenja jezgre preko snubera i dolazi do zasicenja jezgre gdje se onda to odrazava na preveliku kolicinu energije koja se vraca na snubber te se snubber pregrijava , takodjer se mjenja i radna struja kroz FET , te takodjer onda nema ispravnog mjerenja struje te fet ostaje predugo otvoren sto dovodi do malo vatre u cjelom sklopu Sad .
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 22.7.2017. sub. 13:57    Naslov: Citirajte i odgovorite

VVCC
Low impedance source 30 V
IVCC < 30 mA Self Limiting
VVFB and VISENSE Analog input voltage –0.3 6.3 V
VVC Input Voltage, Q and D Package only 30 V
IOUTPUT Output drive current ±1 A
ICOMP Error amplifier output sink current 10 mA
EOUTPUT Output energy (capacitive load) 5 µJ
TJ Junction temperature 150 °C
Tstg Storage temperature –65 150 °C

Ovo su podaci za UC 3844
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
Pero



Pridružen/a: 29. 02. 2008.
Postovi: 4278
Lokacija: Rijeka

PostPostano: 23.7.2017. ned. 05:45    Naslov: Citirajte i odgovorite

Citat:
720*2.4/2*20% = 172W sto je jako jako mnogo s ovim tvojim izracunom , medjutim kod UC3844 gdje je pwm 45% to bi trebalo biti poprilicno manje ako se ne varam ?
Kako tocno izracunavas taj postotak ?

Nema veze koliki je % duty cycle, već koliko % vremena tranzistor provede vremena u prebacivanju off/on ili on/off...
Za prekidanje 10A pri naponu 720V da treba izvući 150nC (total gate charge, =150nAs) naboja iz gatea. Za zatvaranje tranzistora pri Ids=10A ti treba isti naboj pri 720V predpostavljenom naponu.
Za Ids<10A će taj naboj biti manji, ali ne bitno.

Dakle, ako predpostavimo da driver može dati i 1A na gate (u što sumnjam), ispada ti prosječno vrijeme tranzistora u tranzijentu 150ns.
Frekwencija PWMa je 150kHz, dakle, ciklus T je oko 6.7us, zaokružimo na 6us.
U svakom ciklusu se tranzistor jednom uključi i isključi, tj. tranzistor provede ukupno ton+toff u nepovoljnom režimu rada, što možemo zaokružiti na 300ns (a bit će i puno veći zbog Rg).
Kao što vidiš, u ovome gore nema nikakve korelacije sa srednjom Ids strujom na tranzistoru.
Čak i uz 1A struju gatea ispada računica da postotak vremena u kojem se tranzistor nalazi u nepovoljnom režimu (formula: (ton+toff)/T, gdje je T=1/fPWM) ispada 5% ukupnog vremena.
Snaga koju tranzistor mora "progutati" za vrijeme ton+toff:
UdsMax*IdsMax/2*(ton+toff)/T = 360W.
Ti dobivaš manju snagu na tranzistoru jer si limitirao struju tranzistora serijskim otpornikom, koji ruši DC napon na ispravljaču pa ti zato i skače duty cycle. Zato ti donekle tranzistor i preživljava...

Ako ideš na SG3525 i IR2110, onda upotrijebi oba drivera na IR2110 (tako da rade u protufazi) pa ćeš dobiti pola snage po tranzistoru, zapravo ćeš dobiti 1/4 snage zbog dvostruko jače struje gatea.
Dakle, dobit ćeš 90W disipacije po tranzistoru...

Drugi je problem što ne znam da li će ti tranzistor moći probaviti 2A struje na gateu... Prema datasheetu ispada da UC384x može dati tih 1A ako nije riječ o avalanche energiji na kondenzatoru veći od 0.5uJ, što je više nego zadovoljeno.
Treći je problem da li će ti pri toj frekvenciji elektrolit moći dati dovoljno struje van (parazitni induktivitet), kao i koliko će ti se grijati diodni most na ulazu.

Na kraju, svakako je bitno imati softstart na kontroleru, koji će spriječiti nagli porast duty cucle pri uključenju napona. Kod UC384x čipova je jedina mogućnost to riješiti dodavanjem kondenzatora između Uref i Vfb jer isti nema pina za softstart.

Bojim se da ti je tranzistor preslab za te frekvencije...
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
Pero



Pridružen/a: 29. 02. 2008.
Postovi: 4278
Lokacija: Rijeka

PostPostano: 23.7.2017. ned. 05:50    Naslov: Citirajte i odgovorite

Ne znam, da li si primijetio da se u datasheetu za UC384x uvijek spominju frekvencije PWMa <60kHz>50kHz ti elektroliti postaju totalno beskorisni, preporučam zato koristiti za UC384x MLCC kondenzator, kojemu ne smetaju ni frekvencije >2MHz (C4/C16).
Nadalje, ZD2 nije potrebna jer imaš ju unutar samog ICa.
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
grujo



Pridružen/a: 06. 06. 2014.
Postovi: 298

PostPostano: 23.7.2017. ned. 09:34    Naslov: Citirajte i odgovorite

Pero , nesto mi previse disipacije na tranzistoru , izadje da samo tranzistor ce da trosi oko 60% od izlazne snage , sto mi je jako mnogo .

Koristim FET 12N90Z sa sljedecim karakteristikama :


VDD=450V, ID=12A,
RG=25Ω (Note 1, 2)

Turn-ON Delay Time tD(ON) 18 normalno 50 ns max.
Turn-OFF Delay Time tD(OFF) 51 normalno 100 max .

Gdje bi Uds trebalo da bude oko 320V (ako mislimo na napon napajanja ) ili oko 720V ako mislimo na max inducirani napon u momentu gasenje + napon napajanja .

UdsMax*IdsMax/2*(ton+toff)/T

720*10/2*(18ns+51ns)/T = 7200/2*(69ns)/0.000008 = 3600*0.000000069/0.000008 = 31.05W

Ovo bi vec bilo mnogo prihvatljivije zar ne ?

Ako uzmemo da stvarni napon na Uds je 320V dobijemo oko polovine te disipacije , znaci nekih 15W , pod uvjetom da je to stvarno tako , odnosno da pwm izlaz moze dati dovoljno struje da FET otvori u tome vremenu , sto prema podacima od UC3842 nebi bio problem , e sada za UC 3844 jos moram da pogledam .
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
Pero



Pridružen/a: 29. 02. 2008.
Postovi: 4278
Lokacija: Rijeka

PostPostano: 23.7.2017. ned. 10:26    Naslov: Citirajte i odgovorite

UC3844 ti je isti kao UC3842, samo što ima dodan bistabil na izlazu da ograniči PWM na 50%.

BTW, naboj u gateu ti je ~150nC pa ti vidi kolika struja treba za to ispumpati unutar ~50ns.

Nema šanse s Rg>10R i s max Iout kontrolera od 1A postići bolje vrijeme od 150ns. U praksi je gore jer moraš računati na pad napona na serijskom otporu, a koji je predviđen min. 10R, preporučljiv 25R.

Radni napon na tranzistoru (Uds) se ne računa samo kao DC napon ispravljača, već mu se mora dodati i reflektirani napon sekundara, kao i (pri isključenju) parazitni napon nastao zbog nevezanog induktiviteta.

Pri punom teretu ti u jezgri ne pada struja na 0A pa ti ispada reflektirani napon i pri uključenju, i pri isključenju.

Doduše, situacija je tu povoljnija jer se tranzijent promjene napona Uds na trnzistoru dešava samo dok prolazi kroz Miller charge, koji nosi oko pola ukupnog napoja (engl: charge). U proračunu se valja bazirati na ukupni charge, ne samo na Miller...
U najboljem slučaju možeš računati na minimalno pola snage što sam ju računao...

BTW, serijski otpornik 47R ti ruši DC napon dovoljno nisko (~150V) da ti u računici ispada 150V plus ~300V za proračun snage tranzijenta, kojoj moraš dodati i Idseff^2*Rdson*duty%, kao i dodatak snubbera.

Naravno, tranzistor ti izgara od prevelike disipacije, naročito ako smanjiš teret, kada raste DC napon na ulazu (manji pad napona na 47R).

Pogledaj još jednom dijagram što sam ga postao, gdje ti vidiš Uds = ~320V?
Uds ti padne na ~300V jedino u nekompletnom ciklusu, kada dolazi do onih divljih oscilacija koje snubber treba prigušiti; tj. prilikom veoma laganog tereta.
Dakle, Uds ti je u normalnom slučaju ili Ids*Rdson ili svih 700+V.
Ako ti Uds pada tokom off ciklusa ispod +700V, ispada da si predimenzionirao zavojnicu, što u tvom slučaju ne može biti jer je to blizu 70% maksimuma što može dati (~210mT).
[Vrh]
Korisnički profil Pošaljite privatnu poruku
Prethodni postovi:   
Započnite novu temu   Odgovorite na temu    
Električna vozila i obnovljiva energija - Početna
-> Elektronika
Vremenska zona: GMT + 01:00.
Idite na Prethodna  1, 2, 3  Sljedeća
Stranica 2 / 3.

 
Forum(o)Bir:  
Ne možete otvarati nove teme.
Ne možete odgovarati na postove.
Ne možete uređivati Vaše postove.
Ne možete izbrisati Vaše postove.
Ne možete glasovati u anketama.


Powered by phpBB © 2001, 2002 phpBB Group
HR (Cro) by Ančica Sečan
home